К устройствам преобразования частоты относятся любые схемы, в которых частота сигнала на выходе не равна его входной частоте. Такие устройства для изменения частоты сигнала используют разнообразные нелинейные элементы. Очень часто в качестве этих элементов выступают полупроводниковые диоды различных типов. Использование диодов особенно популярно в малосигнальных цепях, где предъявляются высокие требования к шумовым параметрам и параметрам чувствительности преобразователей. К диодным преобразователям частоты в первую очередь относятся смесители, также разнообразные умножители и делители частот, некоторые виды автодинных преобразователей. Наибольшее распространение получили смесители и умножители частот, которые и рассматриваются далее.
Смесители - это устройства преобразования частоты, которые, имея на входе два сигнала, формируют на выходе сигнал с частотой, строго зависящей (обычно равной сумме или разности) от частот входных сигналов.
Работа смесителя основана на взаимной модуляции двух колебаний на нелинейном (преобразующем) элементе. Если характеристика прямой передачи нелинейного элемента квадратична (описывается уравнением \(I = b U^2\)), то при подаче на нелинейный элемент двух колебаний с частотами \(\omega_1\), \(\omega_2\) и амплитудами \(U_1\), \(U_2\) ток через него будет равен:
\(b {\left(U_1 \sin{\left(\omega_1 t \right)} + U_2 \sin{ \left(\omega_2 t \right) } \right)}^2 = \cfrac{b}{2} \left(U_1^2 + U_2^2 \right) - \cfrac{b U_1^2}{2} \cos{ \left(2 \omega_1 t \right)} - \)
\(- \cfrac{b U_2^2}{2} \cos{ \left(2 \omega_2 t \right)} + b U_1 U_2 \cos{ \left(\left(\omega_1 - \omega_2 \right) t \right) } - b U_1 U_2 \cos{ \left(\left(\omega_1 + \omega_2 \right) t \right)}\).
Т.е. в токе нелинейного элемента будут присутствовать колебания т.н. комбинационных частот : \(\omega_1 – \omega_2\) и \(\omega_1 + \omega_2\). Одно из колебаний комбинационной частоты является полезным и может быть выделено на селективной нагрузке смесителя. Все остальные присутствующие в выходном сигнале составляющие являются мешающими.
В качестве нелинейного элемента смесителя могут выступать: полупроводниковые диоды, полевые и биполярные транзисторы в некоторых схемах включения, комбинированные схемы.
Смесители на полупроводниковых диодах характеризуются невысоким уровнем шумов, высокой надежностью, невысоким входным сопротивлением для напряжения гетеродина, низким коэффициентом передачи напряжения (0,3...0,5) и мощности (0,1...0,3), могут работать на более высоких частотах, чем смесители на транзисторах. В диодных смесителях желательно использовать высокочастотные кремниевые диоды, обладающие большим отношением обратного и прямого сопротивлений и малой емкостью перехода (например, КД503), а еще лучше диоды с барьером Шоттки , характеризующиеся малым уровнем шумов (например, типа КД419), могут также применяться и обращенные диоды . Для использования в диапазоне СВЧ предназначены специальные смесительные диоды . Для смесителей, в которых должны использоваться несколько диодов с максимально близкими параметрами, выпускаются определенным образом подобранные пары и четверки диодов, а также диодные сборки .
Простейшая схема смесителя на одном диоде приведена на рис. 3.6-21.
Рис. 3.6-21. Схема простейшего смесителя на одном диоде
Нелинейные свойства полупроводникового диода не могут быть выражены простой квадратичной зависимостью, как это было показано выше. В общем случае, аппроксимируя ВАХ диода рядом Тейлора, получим следующую зависимость:
\(I_д = I_0 + aU_д + bU_д^2 + c U_д^3 + ... \)
Учитывая, что к диоду прикладывается сумма напряжений сигнала и гетеродина \(U_д(t) = U_г(t) + U_с(t) = U_г \sin{(\omega t)} + U_с \sin{(\omega t)}\) , после подстановки получим следующее выражение для тока диода:
\(I_д = I_0 + a U_с \sin{\left(\omega_с t \right)} + a U_г \sin{\left(\omega_г t \right)} - \cfrac{b U_с^2}{2} \cos{\left(2 \omega_с t \right)} - \)
\(- \cfrac{b U_г^2}{2} \cos{\left(2 \omega_г t \right)} + b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} - b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_с + \omega_г \right) t \right)} + ... \).
Видно, что в нагрузке смесителя будут присутствовать составляющие с частотой входного сигнала и сигнала гетеродина, а также многочисленные гармоники и сигналы комбинационных частот (к ним относятся все сигналы с частотами: \(m \omega_с \pm n \omega_г\), где \(m\) и \(n = 0, 1, 2, 3, ...\)). Среди них особенно вредны составляющие с частотами сигнала и гетеродина и их гармоники.
Рис. 3.6-22. Схемы балансных смесителей с синфазной (а) и противофазной (б) подачей напряжения гетеродина
Рис. 3.6-23. Схема кольцевого балансного смесителя
Балансный смеситель (рис. 3.6-22а) содержит два диода, которые включены так, что их токи протекают в первичной обмотке выходного трансформатора во встречных направлениях. При этом синфазные составляющие магнитного потока взаимно компенсируются, а противофазные - складываются. Напряжение гетеродина подается на диоды синфазно, а напряжение сигнала - противофазно. Т.е., к первому смесительному диоду прикладывается сумма напряжений сигнала и гетеродина \(U_{д1}(t) = U_г (t) + U_с(t)\) , а ко второму - их разность \(U_{д2} (t) = U_г (t) – U_с (t)\). Результирующий ток в первичной обмотке выходного трансформатора:
\(I_\Sigma = I_{д1} - I_{д2} \approx 2 a U_с \sin{\left(\omega_с t \right)} + 2b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} - \)
\(-2b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_с + \omega_г \right) t \right)} + ... \).
Из представленной формулы видно, что составляющие токов с частотой гетеродина взаимно компенсируются и шумы гетеродина не попадают на выход смесителя. Проведя аналогичные вычисления для токов во входном трансформаторе можно увидеть, что балансный смеситель позволяет значительно снизить и мощность гетеродина, просачивающуюся в предшествующий ему каскад (например, в антенну приемника).
Схема смесителя на рис. 3.6-22(б) принципиально не отличается от схемы на рис. 3.6‑22(а). Разница состоит лишь в том, что напряжение гетеродина подается на диоды в противофазе, а напряжение сигнала в фазе. Однако из-за встречного включения диодов в этой схеме сохраняются те же фазовые соотношения и те же свойства, что и в балансном смесителе по схеме рис. 3.6-22(а). Выходной согласующий трансформатор \(Тр2\) может быть заменен на обычный ВЧ дроссель (включается между выходом и землей) с реактивным сопротивлением на промежуточной частоте, равным требуемому выходному сопротивлению смесителя, а в простейших низкокачественных схемах и на обычный резистор. Дополнительной особенностью данной схемы является равнозначность (функциональная идентичность) входа сигнала \(U_с\) и выхода \(U_{ПЧ}\), которые могут свободно меняться местами, при этом режим работы смесителя остается неизменным.
Двойной (или кольцевой ) балансный смеситель (рис. 3.6-23) обладает дополнительным преимуществом - высокой избирательностью по каналу прямого прохождения. В этом легко убедиться, найдя результирующий ток первичной обмотки выходного трансформатора, аналогично тому, как это делалось для обычного балансного смесителя:
\(I_\Sigma \approx 4b U_с U_г \cos{\left(\left(\omega_г - \omega_с \right) t \right)} + ... \).
Здесь, в отличие от балансного смесителя, отсутствует составляющая с частотой сигнала. Таким образом, благодаря симметрии используемых в схеме трансформаторов и диодов обеспечивается внутренняя взаимная развязка входов сигнала, гетеродина и выхода смесителя.
Кроме схемы построения, смесители принято классифицировать по уровню мощности сигнала гетеродина, подводимого к смесителю. Принята следующая классификация:
Таб. 3.6-1. Классификация смесителей
|
Качественный уровень смесителя |
\(P_Г\) |
|
очень низкий |
|
|
очень высокий |
С увеличением мощности гетеродина несколько изменяется режим работы диодов смесителя. Для смесителей очень низкого и низкого уровня (часто называются “смесителями стандартного уровня мощности”) характерен т.н. квадратичный режим , а для смесителей среднего, высокого и очень высокого уровня - переключательный режим . Работа в квадратичном режиме характеризуется меньшим уровнем побочных продуктов преобразования на выходе и сравнительно малым коэффициентом передачи смесителя, работа в переключательном режиме - более низким уровнем шумов и более широким спектром побочных продуктов.
Квадратичный режим применяется в смесителях бытовых радиоприемников, простейших измерительных приборов и т.п. Оптимальное напряжение гетеродина для работы в квадратичном режиме равно 0,1...0,3 В (для кольцевого смесителя без входного трансформатора несколько больше). В этом режиме линейное преобразование сохраняется до амплитуд сигнала, равных 0,1 амплитуды напряжения гетеродина. На рис. 3.6-24...3.6-26 представлено несколько схем простых диодных смесителей для бытовых радиоприемников.
В высококачественной аппаратуре и широкополосных трактах применяются только смесители среднего, высокого и очень высокого уровней. Эти смесители имеют схемы аналогичные уже рассмотренным. Вместо резонансных контуров на входах и выходах в них обычно применяются широкополосные трансформаторы на ферритовых кольцах. Для оптимизации параметров смесителя и получения максимального коэффициента передачи предпринимаются специальные меры по согласованию входов смесителя с выходами каскада предварительного усиления и гетеродина, а также на выходе смесителя. Практически стандартным стало использование в таких смесителях диодов с барьером Шоттки , которые обеспечивают увеличенный динамический диапазон смесителя и имеют низкий уровень собственных шумов.
Рис. 3.6-24. Простейший балансный смеситель для бытового радиоприемника
Рис. 3.6-25. Балансный смеситель для бытового радиоприемника (вариант 2)
Рис. 3.6-26. Кольцевой балансный сместитель для бытового радиоприемника
На рис. 3.6-27 приведены балансная и кольцевая балансная схемы смесителей для сигналов среднего уровня мощности и их сравнительные характеристики. Представленные смесители работают на частотах 30...300 Мгц, при применении соответствующих диодов и некотором изменении намоточных данных трансформаторов они могут использоваться и на других частотах.
Рис. 3.6-27. Балансный и кольцевой балансный смесители среднего уровня мощности и их параметры
Смесители высокого уровня мощности отличаются от описанного выше кольцевого балансного смесителя среднего уровня только тем, что каждое плечо смесительного кольца образовано не одним, а двумя последовательно включенными диодами Шоттки , что показано на рис. 3.6-28.
Рис. 3.6-28. Схема кольцевого балансного смесителя для сигналов высокого уровня мощности
В смесителях очень высокого уровня мощности каждый диод в кольце включается последовательно с цепью из параллельно соединенных резистора и конденсатора (рис. 3.6-29). Емкость конденсатора выбирается из такого расчета, чтобы его реактивное сопротивление на самой низкой частоте рабочего диапазона было \(\le 50 {Ом}\). На рис. 3.6-30 изображена еще одна схема смесителя для сигналов сверхвысокого уровня мощности. Она обладает расширенным динамическим диапазоном. Высокая эффективность достигается за счет параллельного включения двух смесительных колец и использования модифицированного симметрирующего трансформатора. Номинал конденсаторов в этой схеме выбирают таким образом, чтобы их реактивное сопротивление на минимальной рабочей частоте равнялось 25 Ом.
Рис. 3.6-29. Схема кольцевого балансного смесителя для сигналов сверхвысокого уровня мощности
Рис. 3.6-30. Схема кольцевого балансного смесителя с увеличенным динамическим диапазоном для сигналов сверхвысокого уровня мощности
Существуют и еще более сложные схемы диодных смесителей, рассчитанные на работу с сигналами сверхвысокого уровня мощности. Примером может служить т.н. “дуальный смеситель ”, который строится на базе двух ветвей из кольцевых балансных смесителей и цепей фазового согласования.
В общем случае, при конструировании широкополосных диодных смесителей необходимо придерживаться следующего ряда правил:
- сигнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается принимаемый сигнал, сигнал гетеродина подается на другой трансформатор смесителя (это важно для предотвращения проникновения сигнала гетеродина в тракт ПЧ);
- следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование (фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов, для этого необходимы: подбор экземпляров диодов с одинаковыми параметрами (существуют специальные диоды подобранные в пары и четверки в процессе производства), а также идентичность конструктивного исполнения обмоток трансформаторов;
- особое внимание следует уделить согласованию импеданса на выходе ПЧ, к которому подключается специальный фильтр-диплексер, используемый в качестве нагрузки смесителя и обеспечивающий отфильтровывание ненужной зеркальной компоненты;
- сигнал гетеродина должен подаваться на смеситель после усиления в линейном широкополосном усилителе мощности;
- при монтаже трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать строго симметрично и соединять одинаковыми проводниками минимальной длины.
Все описанные выше смесители предназначены для получения сигналов ПЧ с частотой равной сумме или разности частоты исходного ВЧ сигнала и сигнала гетеродина. Как было показано выше, на выходе смесителя присутствуют составляющие и с другими комбинационными частотами, однако их амплитуды слишком малы, что делает совершенно не эффективным преобразование на такие частоты. Данное ограничение, как правило, не мешает строить и качественные схемы любой сложности и вполне компенсируется высокими характеристиками описанных выше балансных и кольцевых балансных смесителей.
Тем не менее, существует достаточно узкая группа устройств, где возможность преобразования по другому закону может оказаться полезной. Примером могут служить широко распространенные в любительской связной технике приемники прямого преобразования . Простота и дешевизна конструкции, высокие чувствительность и избирательность делают их очень удобными для использования в данной сфере. В таких приемниках качественный смеситель является важнейшим узлом схемы и его характеристики определяют все основные характеристики приемника в целом. Конечно, применение кольцевого балансного смесителя (например, по схеме рис. 3.6-29) наверняка позволяет достичь весьма высоких показателей, однако его точная балансировка в широком диапазоне частот в любительских условиях довольно затруднительна из-за влияния многих, часто не поддающихся учету факторов (качества ВЧ трансформаторов и экранировки, собственных емкостей компонентов и т.п.). Плохо настроенный смеситель значительно ухудшает параметры приемника - в антенну просачивается сигнал гетеродина, а сигналы мощных станций подвергаются прямому детектированию в смесителе. Решение данной проблемы состоит в применении специального вида смесителей, в которых производится преобразование не на суммарную или разностную частоту, а на одну из комбинационных частот более высокого порядка.
Для построения подобных смесителей необходимо использовать нелинейные элементы с вольт-амперной характеристикой, отличной от характеристики обычных смесительных диодов (как было показано выше, эта характеристика близка к квадратичной). Оказалось, что такому условию в полной мере соответствует пара однотипных кремниевых диодов, включенных встречно-параллельно (рис. 3.6-31). Вольт-амперная характеристика этой пары может быть приближенно описана уравнением кубической параболы:
\(I_д = aU_д + bU_д^3 \).
Рис. 3.6-31. Встречно-параллельное включение диодов и вольт-амперная характеристика такого узла
Если провести математический анализ работы рассматриваемого нелинейного элемента (такой же, какой был сделан в начале данного раздела для одиночного диода) при подаче на него двух сигналов с частотами \(\omega_г\) и \(\omega_с\), то окажется, что в результирующем токе будут преобладать составляющие с комбинационными частотами равными \(2 \omega_г \pm \omega_с\) .
Таким образом, смеситель, построенный на встречно-параллельной диодной паре , при применении в приемнике прямого преобразования будет требовать частоту сигнала гетеродина в два раза меньшую, чем частота входного сигнала. При этом сигнал гетеродина, просачивающийся во входные цепи, будет значительно ослабляться входным контуром (контур настроен на частоту сигнала, а не на частоту гетеродина). Вввиду симметричности характеристики нелинейного элемента эффект прямого детектирования мощных сигналов также полностью устраняется (при условии идентичности применяемых диодов).
Примеры двух схем простейших смесителей, построенных по рассмотренному принципу, приведены на рис. 3.6-32, 3.6-33. Наладка таких смесителей предельно проста и сводится к подбору близких по характеристикам диодов и согласованию входного и выходного импедансов. При необходимости достижения лучших параметров (для представленных схем характерны некоторая потеря мощности в цепи связи с гетеродином и наличие довольно большого числа комбинационных составляющих на выходе) могут быть использованы все те же решения, которые были рассмотрены для обычных диодных смесителей. Например, в схеме на рис. 3.6‑34 применено включение по балансной схеме.
Рис. 3.6-32. Простейший смеситель на встречно-параллельной диодной паре (вариант 1)
Рис. 3.6-33. Простейший смеситель на встречно-параллельной диодной паре (вариант 2)
Рис. 3.6-34. Балансный смеситель на встречно-параллельных диодных парах
В заключение необходимо отметить, что область применения смесителей на элементах с “кубической” характеристикой не ограничивается приемниками прямого преобразования. Они могут использоваться в модуляторах передатчиков, в супергетеродинных приемниках с высокой частотой входного сигнала и т.п.
может быть использован в тракте усилителя высокой или промежуточной частоты радиоприемника . Коэффициент передачи усилителя от режима работы каскада на транзисторе VT1, что позволяет ввести в АРУ с глубиной регулировки до 40 дБ.
Радиоприемник (рис. 39.9) может принимать сигналы радиолюбительских радиостанций в диапазоне 14 МГц (или 21 МГц при замене контуров) . состоит из входного предусилителя на транзисторе VT1 и двух смесителей с перестраиваемым (DA1) и кварцованным (DA2) гетеродинами. Выходной сигнал частотой 465 кГц через подают затем на AM/ и (на схеме не показано).
Катушки индуктивности радиоприемника выполнены на каркасах диаметром 6-7 мм с подстроечными сердечниками из феррита и содержат: L2, L4-L9 - по 18 витков провода диаметром 0,3-0,4 мм виток к витку; LI, L3, L10 - по 6 витков такого же провода, намотанных поверх соответствующих катушек; L11 - 80 витков провода диаметром 0,15 мм внавал. Катушки выполнены без экранов. При использовании экранов число витков следует увеличить на 30-40 %.
Рис. 39*17. Типовая включения микросхемы SA612А
Рис. 39.18. Варианты выполнения входных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612A
Рис. 39.19. Варианты выполнения выходных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612А,
Рис. 39.20. Варианты выполнения цепей гетеродина балансного смесителя на микросхеме SA612А
Типовая включения микросхемы показана на рис. 39.17. Варианты подключения входных, выходных цепей и цепей гетеродина - на рис. 39.18-39.20. Параметры катушек индуктивности, рис. 39.17: L1 - 0,2-0,283 мкГн;
Рис. 39.21. на микросхеме ΝΕ612
L2 - 0,5-1,3 мкГн; L3 - 5,5 мкГн·,
L4 - 1,5-44 мкГн.
С использованием микросхемы ΝΕ612 может быть изготовлен несложный , рис. 39.21 . Взаимосвязанные колебательные контуры L1C5, L2C6 должны быть настроены на частоту второй гармоники входного сигнала.
Для СВ-радиостанций, работающих по сетке частот, обычно используют цифровые синтезаторы. Учитывая, что при приеме сигналов используется автоподстройка на частоту канала, можно собрать простой аналоговый синтезатор частот, плавно перестраиваемых по диапазону.
Рис. 39.22. синтезатора частот на основе микросхемы SA612А
Частотно-модулированный «аналоговый» синтезатор, представленный на рис. 39.22 , выгодно отличается повышенной стабильностью частоты вырабатываемого сигнала, что обусловлено применением высокочастотного кварцевого резонатора на частоту 24 МГц. Плавная перестройка осуществляется в диапазоне частот 27,0-27,3 МГц. с электронной перестройкой работает в диапазоне частот 3,0-3,3 МГц.
L1 содержит 20 витков; L2 - 9; L3 - 2; L4 - 8; L5 - 3 (подбор); L6 35 витков провода ПЭВ-1 0,23 мм, намотка виток к витку. Катушки L2 и L3, как и L4 и L5 расположены на общих каркасах.
Рис. 39.23. Фрагмент приемного тракта на микросхеме SA612A
Радиоприемный тракт (до цепей ) на микросхеме SA612A выполнен с кварцевой
стабилизацией частоты, рис. 39.23 . Сигнал промежуточной частоты выделяется пьезокерамическим фильтром на 10,7 МГц. Входной контур L1C2 настроен на частоту 27,14 МГц.
Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.
На рис.17.7 показаны некоторые типовые схемы НБС с двухшлейфными согласующими трансформаторами и ФНЧ на выходе ПЧ (направленные ответвители на рисунке не показаны). На рис.17.7,а ,б согласование осуществляется с помощью разомкнутого и короткозамкнутого параллельных шлейфов длиной l ш , на рис.17.7,в – с помощью четвертьволнового трансформатора и последовательного шлейфа, включенного после диода.
При выборе схемы согласования необходимо учитывать, что разомкнутый шлейф предпочтительней чем короткозамкнутый, потому что, во-первых, он проще конструктивно и, во-вторых, его удобнее использовать как подстроечный элемент для оптимизации согласования при наличии отклонения параметров диодов.
При разработке микроэлектронных устройств важными становятся вопросы оптимального использования рабочей площади и размещения элементов СВЧ тракта на подложке ГИС, пример топологической схемы НБС с экономным использованием поверхности показан на рис.17.7,б .
Характеристики смесителей заметно улучшаются при подавлении сигналов зеркального канала. К таким сигналам относятся: внешние сигналы с часто-
Главным недостатком НБС является перенос амплитудных шумов гетеродина на сигнал промежуточной частоты. Это приводит к значительному возрастанию k ш , особенно при низких значениях ПЧ, или в высокочастотной части диапазона СВЧ, когда шумы гетеродинов существенно увеличиваются. Из-за этого в НБС коэффициент шума может достигать k ш ~ 10–15 дБ. Этого недо-
статка лишены балансные смесители (БС).
Балансный смеситель, электрическая схема которого показана на рис.17.8,а , содержит два диода, включенных таким образом, чтобы их токи i 1 и i 2 протекали в первичной обмотке выходного трансформатора WT 2 во встречных направлениях. При этом синфазные составляющие магнитного потока вза-
u С1 |
|||||
u ПЧ |
|||||
u С2 |
VD2 i2 |
||||
u ПЧ |
|||||
Рис.17.8. Эквивалентные схемы балансных смесителей: а – с синфазной подачей
напряжения гетеродина; б – с противофазной подачей напряжения гетеродина
имно компенсируются, а противофазные – суммируются. Напряжение гетеродина подается на диоды синфазно, а напряжение сигнала – в противофазе. Токи преобразованного колебания ПЧ в обоих диодах также противофазные, возбужденные магнитные потоки суммируются и наводят во вторичной обмотке трансформатора WT 2 напряжение ПЧ. БС позволяет уменьшить мощность гетеродина, которая просачивается в антенну приемника, что является важным для обеспечения требований электромагнитной совместимости.
Рассмотренную схему БС (рис.17.8,а ) в СВЧ диапазоне практически не используют из-за сложности реализации симметричного выходного трансформатора. Более распространенная схема (рис.17.8,б ), в которой напряжение гетеродина подается на диоды в противофазе, а напряжение сигнала в фазе. Однако, благодаря тому, что диоды включены навстречу друг другу, в этой схеме сохраняются те же самые фазовые соотношения и свойства, как и в предыдущем случае.
i 1ПЧ |
ω ПЧ |
||||||||
C бл |
C бл |
||||||||
ωС |
|||||||||
i 2ПЧ |
P ПЧ |
L бл |
L бл |
||||||
C бл |
C бл |
||||||||
ωГ
Рис.17.9. Волноводные балансные смесители: а - на щелевом мосте; б – на Т-мосте
Одним из главных узлов БС диапазона СВЧ является гибридное соединение (СВЧ-мост), которое обеспечивает равномерное деление мощностей вход-
ного сигнала и гетеродина между диодами с заданными фазовыми соотношениями, а также обеспечивает максимальную развязку между входами сигнала и гетеродина. На рис.17.9,а показана упрощенная конструкция и эквивалентная схема БС на щелевом волноводном мосте (ЩМ). Он состоит из двух смесительных секций с диодами VD 1 и VD 2 , к которым через щелевой мост подводят колебания сигнала Р С и гетеродина Р Г . Если начальные фазы этих колебаний на входе ЩМ равны нулю, то благодаря квадратурным свойствам ЩМ на диод VD 1 поступает напряжение
u 1C = U C cos(ω C t ) і u 1Г = U Г cos(ω Г t − π 2) ,
а на диод VD 2 –
u 2С = U С cos(ω С t − π 2) і u 2Г = U Г cos(ω Г t ) .
Диоды включены в противоположных направлениях, потому через нагрузку R 0 течет разностный ток і ПЧ с частотой ω ПЧ = ω С − ω Г . При в ыполне-
нии условий симметрии схемы i ПЧ = 2I ПЧ sin(ω С − ω Г )t , то есть токи полезных сигналов суммируются в нагрузке синфазно.
Шумы гетеродина, которые существуют в полосе частот сигнала ωС и зеркального канала ωЗК имеют вид
u шС = U ш cos[(ω С −ω ПЧ ) t −ϕ ш ] і u шГ = U ш cos[(ω Г −ω ПЧ ) t +ϕ ш ].
Прием шумов гетеродина в полосе сигнала создает шумовой ток
i шС = i 1ш − i 2ш = I шС}
